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矢量网络分析仪.pdf

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矢量 网络分析
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摘要
申请专利号:

CN201380017176.1

申请日:

2013.03.25

公开号:

CN104204840A

公开日:

2014.12.10

当前法律状态:

授权

有效性:

有权

法?#19978;?#24773;: 授权|||实质审查的生效IPC(主分类):G01R 35/00申请日:20130325|||公开
IPC分类号: G01R35/00; G01R27/32 主分类号: G01R35/00
申请人: 罗森伯格高频技术有限及两合公司
发明人: C·恩斯费尔纳; H·霍伊尔曼
地址: 德国弗里多尔芬
优?#28909;ǎ?/td> 2012.03.27 DE 102012006195.1
专利代理机构: 北京林达刘知识产权代理事务所(普通合伙) 11277 代理人: 刘新宇
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法律状态
申请(专利)号:

CN201380017176.1

授权公告号:

||||||

法律状态公告日:

2017.03.08|||2015.03.25|||2014.12.10

法律状态类型:

授权|||实质审查的生效|||公开

摘要

本发明涉及一种矢量网络分析仪即VNA,其具有:至少一个信号生成器(110),用于生成特定的RF输出信号;以及n个测量端口(114,116,118),其中n是大于或等于1的整数,其中:将RF耦合器(120)分配至各测量端口,并且RF耦合器被设计成RF耦合器耦合出从外部传入特定端口的RF信号bn;以及至少一个信号生成器被配置并设计成至少一个信号生成器将特定的RF输出信号作为传出至外部的RF信号an供给?#26519;?#23569;一个测量端口。提供以下:对于至少一个信号生成器的RF输出信号,根据参数字段(134)?#26800;?#33267;少一个参数来将振幅和/或相位以可检索的方式存储在VNA中,其中RF信号生成器被设计成如下:RF信号生成器基于至少一个参数以可再?#22336;?#24335;生成RF输出信号的振幅和/或相位。

权利要求书

权利要求书
1.  一种矢量网络分析仪即VNA,其具有:至少一个信号生成器(110),用于生成特定的RF输出信号;以及n个测量端口(114,116,118),其中n是大于或等于1的整数,其中:RF耦合器(120)分配至各测量端口,并且所述RF耦合器被设计成所述RF耦合器(120)耦合出从外部传入特定端口的RF信号bn;以及所述至少一个信号生成器(110)被配置并设计成所述至少一个信号生成器(110)将特定的RF输出信号作为传出至外部的RF信号an供给?#26519;?#23569;一个测量端口(114,116,118),
其特征在于,
对于至少一个信号生成器(110)的RF输出信号,振幅和/或相位根据参数字段(134)?#26800;?#33267;少一个参数以可检索的方式存储在所述VNA中,其中所述信号生成器(110)被设计成根据所述至少一个参数来生成在振幅和/或相位方面可再现的RF输出信号。

2.  根据权利要求1所述的矢量网络分析仪,其特征在于,所述信号生成器(110)是RF合成器。

3.  根据权利要求1或2所述的矢量网络分析仪,其特征在于,所述至少一个参数是所述RF输出信号的频率、所述信号生成器(110)的输出功率、环境温度和/或针对各频率点的测量时间。

4.  根据权利要求1至3中至少一项所述的矢量网络分析仪,其特征在于,至少一个所述信号生成器(110)具有锁相环即PLL。

5.  根据权利要求1至4中至少一项所述的矢量网络分析仪,其特征在于,各RF耦合器(120)被分配用于测量各RF信号bn的测量点(122)。

6.  根据权利要求5所述的矢量网络分析仪,其特征在于,提供特别是石英信号或石英振荡器信号即XCO信号、特别是具有频率10MHz的基准信号(130),以使得所述基准信号(130)触发在相应的RF耦合器(120)处接收RF信号bn。

7.  根据权利要求5或6所述的矢量网络分析仪,其特征在于,所述测量点(122)采用A/D转换器的形式。

8.  根据权利要求1至7中至少一项所述的矢量网络分析仪,其特征在于,至少一个RF耦合器(120)采用定向耦合器、特别是线路耦合器的形式。

9.  一种用于确定待测电子装置的散射参数的方法,其中:确定传入所述待测电子装置的至少一个电磁波an、以及从所述待测电子装置传出的至少一个电磁波bn,并且根据所确定的波an和bn在量和/或相位方面计算所述待测电子装置的散射参数,其中,利用RF耦合器测量从所述待测电子装置传出的所述至少一个电磁波bn,以及其中,利用至少一个信号生成器生成传入所述待测电子装置的所述至少一个电磁波an,
其特征在于,
根据所存储的参数字段来确定传入所述待测电子装置的所述至少一个电磁波an,在所述参数字段中,根据影响所述信号生成器的信号生成的至少一个参数来存储所述信号生成器所生成的电磁波an的振幅和/或相位,其中,确定至少一个参数,并且针对该至少一个参数,根据所述参数字段来?#39057;?#20986;所述信号生成器生成的电磁波an的振幅和/或相位。

10.  根据权利要求9所述的方法,其特征在于,使用RF合成器作为所述信号生成器。

11.  根据权利要求9或10所述的方法,其特征在于,所述至少一个参数是RF输出信号的频率、所述信号生成器的输出功率、环境温度和/或针对各频率点的测量时间。

12.  根据权利要求9至11中至少一项所述的方法,其特征在于,具有锁相环即PLL的至少一个信号生成器耦合至基准信号、特别是石英振荡器的基准信号。

说明书

说明书矢量网络分析仪
技术领域
本发明涉及矢量网络分析仪VNA),其具有生成特定RF输出信号的至少一个信号生成器,并且具有n个测量端口(其中,n是大于或等于1的整数),其中:根据权利要求1的前序部分,将RF耦合器分配至各测量端口,并且该RF耦合器被设计成该RF耦合器(120)耦合出从外部传入特定端口的RF信号bn;以及至少一个信号生成器被配置并设计成该至少一个信号生成器将特定的RF输出信号作为传出至外部的RF信号an供给?#26519;?#23569;一个测量端口。本发明还涉及一种用于确定待测电子装置的散射参数的方法,其中:根据权利要求9的前序部分,确定传入待测装置的至少一个电磁波an、以及从该待测装置传出的至少一个电磁波bn,并且根据所确定的波an和bn在量和/或相位方面计算待测装置的散射参数;利用RF耦合器测量从待测装置传出的至少一个电磁波bn;以及利用至少一个信号生成器生成传入待测装置的至少一个电磁波an。
背景技术
在电子学领域中,矢量网络分析仪(VNA)多年来已用于在低频(作为LCR表)并且在乃至THz?#27573;?#21644;光学?#27573;?#30340;高频?#27573;?#20869;对电子线性组件以及有源和无源电路或组合件的组件进行精确测量。VNA记录n端口网络(n=1,2,…)的散射参数,其中这些散射参数可以被转换成2n极参数(例如,Z或Y参数)。然而,在特别是中高频(快速电路、即MHz和GHz?#27573;?#20869;的电路)的情况下,所记录的这些测量数据显示非常高的测量误差。如今,也已利用数学方法在几乎每个NF装置(LCR表)中极大地减少了这些测量误差。VNA中相关联的?#20302;?#35823;差校正确保?#21496;?#28982;可以对具有完全线?#28304;?#36755;行为的快速电子组件、即MHz和GHz?#27573;?#20869;的组件执行精确测量。
VNA网络的测量精确性主要依赖于?#20302;?#35823;差校正所用的方法和关联校准的可用性。在?#20302;?#35823;差校正中,在所谓校准过程内,测量部分或全部已知的待测装置的反射和/或传输行为。使用特殊计算方法来根据这些测量数据获得校正数据(所谓的误差因子或系数)。利用这些校正数据和相应的校正计算,可以针对任何给定待测装置获得测量数据,其中这些测量数据在VNA和输入线?#20998;?#19981;存在?#20302;?#35823;差(失耦=串扰,失配=反射)。
描述组件和电路在高频技术(RF技术)?#26800;?#34892;为的通常形式是采用散射参数(还称为S参数)。这些散射参数不是使电流和电压相互关联而是?#20849;?#29305;性相互关联。这种表示形式特别适用于RF技术的物理条件。在需要的情况下,可以将这些散射参数转换成使电流和电压相互关联的其它电子网络参数。
图1示出以散射矩阵[S]作为特征的具有端口110和端口212的2端口VNA。波a1和a2是接近双端口VNA的、与在相反方向上传播的波b1和b2相对应的波。关?#31561;?#19979;:
b1b2=S11S12S21S22a1a2]]>
通过在频率方面描述的这些S参数来充分说明线性组件。在显示非线性效应的组件的情况下,在将具有频率f0的信号馈送至一个端口时,在其它端口生成具有该基频(f0)和其它频率的信号。这些例如可以是具有频率m*f0(m=2,3,4…)的谐波、或者在使用几个传输生成器的情况下为互调产物或混频产物。如果对其中一个传输生成器进?#26800;?#21046;,则频率的数量相应大。
还可有利地使用上述的散射参数来描述这些非线性组件的传输行为。然而,应考虑到不仅需要指定端口而?#19968;?#38656;要指定频率。例如,针对具有频率f0的基波利用输入端口110并且针对具有频率f1=2*f0的谐波利用输出端口212的情况下,可以插入作为传输参数的如下矢量散射参数值。
S21
这些测量的现有技术主要涉及纯粹标量设置。多个矢量网络分析仪具有被组织成允许测量谐波、互调和混频产物等的软件选项。然而,这些测量仅以标量为单位来执行,因而不存在?#20302;?#35823;差校正。
利用最新的网络分析仪(在一些情况下使用附加的软件和?#24067;?#35299;决方案),将组装元件和组件的这些非线?#28304;?#36755;特性测量作为包括?#20302;?#35823;差校正的矢量值。该矢量数据对于诸如晶体管等的组装元件的建模非常重要。
作为矢量网络分析仪上的这些非线性测量所用的创新?#20302;?#35823;差校正方法,根据US 2010/0204943A1已知“无贯通(Without-Thru)”。该?#20302;?#35823;差校正方法在任何情况下都不需要贯通连接(无贯通)。除贯通(Thru)、短路(Short)以及匹配(Match)或负载(Load)这三个反射标准以外,需要功率传感器和梳状波发生器以进行校准。
在现有技术中,在网络分析仪上进行线性和非线性S参数的精确确定所用的所有这些?#20302;?#35823;差校正方法,其中这些网络分析仪大多数具有2*n个测量点(其中,n表示测量端口的数量)。在图2中示出该设计。RF合成器14将经由切换开关16所馈给的正弦信号发射至端口118、端口220和端口322。在开关位置III中,该信号的一部分被耦合出至第一线路耦合器24并被传递至第一测量点26。该第一测量点26例如采用A/D转换器的形式。在更高频率的情况下,在需要附加本地振荡器信号(LO信号)的A/D转换器之前安装混频器(未示出)。在第一输出28处,将与发射波a3成比例的信号馈送至例如计算机的评价单元。在端口322处所发射的波的较大部分传入待测装置(DUT)30,其中在该DUT 30处该部分发生反射,并且反射信号在第二测量点34处经由第二线路耦合器32被转换,并且经由第二输出36作为反射波b3被传递至评价单元。第一线路耦合器24和第二线路耦合器32的其它两个端口分别以50ohm的终端器38终止。
除其它事项以外,将图2所?#38236;?#26550;构称为反射计概念。基于7项误差模型 的多个校准方法均需要该反射计概念。
在现代网络分析仪中,切换开关16被RF合成器的相应配置所代替,即各测量端口18、20、22由各自的合成器来控制。
在图3中示出在?#24067;?#26041;面所需的投资显著减少的架构,其中利用与图1相同的附图标记来表示具有相同功能的部件,以使得可以参考以上针对图1的说明来解释这些部件。与根据图1的实施例的区别在于,第一线路定向耦合器34设置在开关16的上游,并且省略了开关16?#36879;?#31471;口18、20、22之间的相应线路定向耦合器。第一线路定向耦合器34由此检测到来自RF合成器14的信号a1、a2和a3。在该概念中,仅需要n+1个测量点。该概念的一个缺点是在这种情况下仅可以使用一个校准方法。作为两端口测量装置,该装置涉及所谓的SOLT方法(还称为12项法)。作为多端口方法,将该方法称为GSOLT方法。
经济的两端口VNA仅单向工作、因而不具有任何切换开关16,并且仅测量正向参数S11和S21。这些装置有两个耦合器和三个测试点。针对b2的接收测量点不再需要耦合器。
网络分析仪具有到目前为止最大数量的测试点,因而是最昂贵的电气测量装置。在使用最经济的VNA的生产工程领域,VNA的任何简化?#38469;?#27426;迎,只要维持测量质量并且相应地?#26723;?#35013;置成本即可。现代测量技术的高级用户期望能够采用成本方面的可能的最小投资并且(在可能的情况下)实时地,不仅在基频处测量散射参数而?#19968;?#36890;过频?#39318;?#25442;来测量散射参数。然而,针对频?#39318;?#25442;测量的已知解决方案在测量时间方面慢得令人无法接受。另一方面,例如用以确定?#25910;?#30340;位置的矢量PIM测量的许多测量不提供传统方法所提供的测量精度。此外,需要快速地执行这些测量。然而,由于针对各测量还必须测量本地振荡器信号(LO信号),因而无法以期望方式实现这些测量。还必须数次改变LO发生器的频率,从而使得能够检测到所发射、所反射和所传输的部分。
发明内容
本发明基于涉及在机械和电子结构方面以及在操作和所涉及的测量过程方面简化上述类型的矢量网络分析仪的问题。本发明还基于在过程方面加速上述类型的方法同时实现高精确度的问题。
根据本发明,该问题通过具有权利要求1所述的特征的上述类型的矢量网络分析仪和具有权利要求9所述的特征的上述类型的方法来解决。在其它权利要求中说明了本发明的有利实施例。
根据本发明,在上述类型的矢量网络分析仪中,对于至少一个信号生成器(110)的RF输出信号,振幅和/或相位根据参数字段(134)?#26800;?#33267;少一个参数以可检索的方式存储在所述VNA中,其中RF信号生成器被设计成根据所述至少一个参数来生成在振幅和/或相位方面可再现的RF输出信号。
这具有以下优点:从第n个测量端口所输出的RF信号an不需要单独进行测量,而是可以以期望精度根据参数字段?#39057;?#20986;。这意味着确定散射参数可以省略针对信号an的测量点。也不再需要基准测量点,其中同时网络分析仪的可校准能力不受限制。这使得可以在?#24067;?#21644;时间方面的投资非常低的情况下,在量和相位方面测量线性和非线性的传输值。因而,可以非常快速地执行特别是混频器、谐波或互调的矢量和频?#39318;?#25442;用散射参数的测量。现在针对各测量端口仅需一个测量点这一事实意味着可以以更加紧凑的形式更加经济地制造大量网络分析仪。
通过以下实现在相位和振幅方面的可再?#20013;?#21644;稳定性特别良好的RF输出信号:所述信号生成器是RF合成器。
为了确定频域内的散射参数,所述至少一个参数是所述RF输出信号的频率。其它参数包括所述信号生成器的输出功率、环境温度和/或针对各频率点的测量时间。
通过以下实现在振幅和相位方面可再现的RF输出信号:至少一个所述信号生成器具有锁相环(PLL)。
为了测量沿测量端口的方向从待测装置发出的RF信号bn,向RF耦合器分配用于测量各RF信号bn的测量点。
通过以下实现测量端口处的正弦信号的特别良好的可再?#20013;裕?#25552;供特别是具有频率10MHZ、特别是石英信号或者石英振荡器信号即XCO信号的基准信号(130),以使得所述基准信号(130)触发在相应的RF耦合器(120)处接收RF信号bn。
通过以下实现与高测量精度相结合的特别简单且经济的VNA:所述测量点采用A/D转换器的形式。
通过以下实现RF信号的特别良好且精确的耦合出:各RF耦合器(120)被分配用于测量各RF信号bn的测量点(122)。
根据本发明,在上述类型的方法中,根据所存储的参数字段来确定传入所述待测电子装置的所述至少一个电磁波an,在所述参数字段中,根据影响所述信号生成器的信号生成的至少一个参数来存储所述信号生成器所生成的电磁波an的振幅和/或相位,其中,确定至少一个参数,并且针对该至少一个参数,根据所述参数字段来?#39057;?#20986;所述信号生成器生成的电磁波an的振幅和/或相位。
这具有以下优点:从第n个测量端口所输出的RF信号an不需要单独进行测量,而是可以以期望精度根据参数字段?#39057;?#20986;。这意味着确定散射参数可以省略针对信号an的测量点。也不再需要基准测量点,其中同时网络分析仪的校准能力不受限制。这使得可以在?#24067;?#21644;时间方面的投资非常低的情况下,在量和相位方面测量线性和非线性的传输值。因而,特别地,可以非常快速地执行特别是混频器、谐波或互调的矢量和频?#39318;?#25442;用散射参数的测量。
通过以下实现在相位和振幅方面的可再?#20013;?#21644;稳定性特别良好的RF输出信号:所述信号生成器是RF合成器。
为了确定频域内的散射参数,所述至少一个参数是所述RF输出信号的频率。其它参数包括所述信号生成器的输出功率、环境温度和/或针对各频率点的测量时间。
通过以下实现在振幅和相位方面可再现的RF输出信号:具有锁相环即PLL的至少一个信号生成器耦合至基准信号、特别是石英振荡器的基准信号。
附图说明
以下将通过参考附图来更详细地说明本发明,其中:
图1示出采用2端口(装置)的形式的待测电子装置的示意表示,其中定义了传入待测装置和从待测装置传出的电磁波an和bn;
图2示出根据现有技术的具有切换开关和六个测量点的矢量3端口网络分析仪的框图;
图3示出根据现有技术的具有切换开关和四个测量点的矢量3端口网络分析仪的框图;
图4示出根据本发明的矢量网络分析仪的优选实施例的框图;以及
图5示出根据图4的根据本发明的矢量网络分析仪的“端口1”所用的误差系数的信号流图。
具体实施方式
图4所?#38236;?#26681;据本发明的网络分析仪的优选实施例具有信号生成器110、切换开关112、以及“端口1”114、“端口2”116和“端口3”118这三个测量端口。向各测量端口114、116、118分配采用线路耦合器的形式的RF耦合器120,其中各RF耦合器120与测试点122电气连接。测试端口114、116和118与待测电 子装置125的相应端口相连接,其中要确定这些端口的散射参数(S参数)。这例如利用散射矩阵[S]来表示;然而,还可以确定传输矩阵或链矩阵的散射参数。术语“散射参数?#24065;?#25351;与如下?#25105;?#30697;阵的元素同义,其中该矩阵描述待测电子装置125相对于传入波an和传出波bn的电气性?#30465;?#25110;者使这些波an和bn彼此相互关联。RF耦合器120被配置成如下:第n个端口的RF耦合器120经由测量点122测量从待测装置125传出的并传入各“端口n”的第n个波bn,并将该波输出至关联输出124,其中n大于/等于1且小于/等于N(N是矢量网络分析仪的测量端口的数量)。在图4所?#38236;?#31034;例中,N等于3。
根据本发明的矢量网络分析仪具有N个测量点122,即现在仅需N个测量点122从而对N端口装置进行测量。切换开关112例如?#19978;?#24212;数量(在这种情况下为三个)的可连接的合成器(未示出)构成。信号生成器110例如采用RF合成器的形式,并且提供至少一个本地振荡器(混频振荡器)126。本地振荡器126将混频振荡器信号fLO 128供给至测量点122。本地振荡器126和信号生成器110这两者例如经由锁相环(PLL)锁相至石英振荡器132的基准信号fref 130。
至少一个信号生成器110供给信号an,其中该信号an的振幅和相位是已知的和可再现的。根据至少一个参数确定这些性质(振幅和相位)一?#25105;?#36827;行频?#39318;?#25442;用散射参数(S参数)的测量,并且将这些性质以可检索方式存储在参数字段134中。所存储的信号an的参数字段134延及频率,并且可选择地延及诸如信号生成器110的输出功率、环境温度T和针对各频率点的测量时间t等的其它值。换句话说,根据至少一个参数来将信号生成器110所生成的信号an存储在参数字段134中。这样,对于给定或已知的频率,作为示例性参数,可?#28304;?#21442;数字段134读取经由各“端口n”传入待测装置125的波an,而无需利用附加测量点测量该波an。
经由配置在控?#39057;?#20803;136内的测量单元(功率检测器)来调节信号生成器110的输出功率(振幅)。仅在适当选择分频器概念和相频控?#39057;?#24773;况下才可能 实?#32440;?#20449;号生成器110锁相至混频振荡器信号fLO。这样,现代概念使用包含随机生成器的σ-δ分频器。这种合成器架构不适合根据本发明的VNA。针对根据本发明的VNA的最简单的可用分频器概念是具有几个环路和(可调)固定分频器的经典PLL结构。
测量点122例如采用模/数转换器的形式。为了使得在根据本发明的VNA?#26800;?#27979;量点122处存在可再现的正弦信号,经由例如10MHz的基准信号fref130(还称为石英或XCO信号)触发模/数转换器的接收。如果在经由VNA的基准信号fref 130所触发的示波器上、根据本发明的VNA的输出信号针对各频率点始终相同,则正确地生成了该输出信号。经由专用信号生成器110所产生的该性质使相对测量装置(以前的VNA)变换成绝对测量装置(根据本发明的VNA)。以前,在已知的VNA中,输出信号针对各测量而波动是可接受的。仅反射?#39057;?#20004;个波值之间的关系始终必须是可再现的。相反,在根据本发明的VNA中,?#26377;?#20934;到测量期间,测量数据必须始终保持作为绝对数据可再现。
如以下将详细说明的,根据本发明的VNA适合用于线性测量。根据本发明的VNA满足7项模型,因而可以支持所有的VNA校准方法。对于2端口应用,传统双反射计具有四个测量点。在根据本发明的VNA中,省略了两个基准测量点。然而,为?#31169;?#34892;校准方法,必须将测量值用于基准测量点。图5参考“端口1”114的示例示出误差系数的采用信号流图的形式的情形。a1m是基准测量点的测量值,a1是测量端口1处的可再现波。b1是从待测装置125发出的波。b1m是基准测量点处的测量值。ED是使a1m和b1m(b1m=ED*a1m)相互关联并且描述a1m的串扰的误差系数。EF是使a1m和a1(a1=EF*a1m)相互关联的误差系数。ER是使b1和b1m(b1m=ER*b1)相互关联的误差系数。ES是使b1和a1(a1=ES*b1)相互关联并且描述b1的串扰的误差系数。S11是散射矩阵的散射参数,其中该散射参数描述在待测装置125的适应性输出的情况下的待测装置125的输入反射因子。根据本发明的VNA的唯一测量点的接收值b1m显示a1m的串 扰。这里,可以近似将ED视为0。在?#23548;?#20013;,ED低,其值为-35dB~-20dB。这?#32440;频?#33268;在反射测量中存在零点几dB的误差。在传输测量中,几乎表现不出误差。然而,在这种情况下,误差系数减小,并且可以使用简化了的校准方法。
对于ED不等于0并且a1可再现的一般情况,对于a1m,可使用任何值(例如,1)。仅根据比a1/a1m来计算EF。对于具有50ohm的终端器的校准测量,根据比b1m/a1m来计算ED。
如果将a1m定义成为?#25105;?#20540;(例如,1),则ED和EF不与任何物理传输值相对应。在?#23548;?#20013;也没有必要。如果根据本发明的VNA仅用于进行线性测量,则不必知晓波a1。针对网络分析仪的测量精度的任何限制仅依赖于生成器的信号的可再?#20013;浴?#28982;而,在正确的设?#39057;?#24773;况下,该测量精度对于RF电子器件而言非常高。
如以下将详细说明的,根据本发明的VNA还适合用于进行非线性测量。对于非线性测量,与现有技术相比的第一大区别是不再需要梳状波发生器测量所用的测量点这一事实。?#24067;?#19982;根据本发明的VNA的用于线性测量的?#24067;?#30456;对应。一般地,在将基准测量点的测量数据设置为固定值的情况下,可以利用根据本发明的VNA来进行频?#39318;?#25442;测量所用的任?#25105;?#30693;的校准方法。然而,信号生成器110的高的可再?#20013;?#25552;供了新的可能性。因而,现在仅需在(测量线缆之前的)测量适配器处以完全频?#39318;?#25442;的方式对根据本发明的VNA进行一次校准。由于互逆性,可以利用线性测量技术中所使用的标准校准方法(例如,MSO)来单独校准出线性测量电缆?#26800;?#35823;差。
本发明使得能够针对各测量端口仅使用一个测量点来实现VNA,其中该测试点可以测量线性和非线性的散射参数(S参数)。因而,可以通过与现有技术先比减少?#24067;?#20351;用VNA来进行线性组件的测量以及和非线性组件的测量。省略基准测量点意味着必须执?#26800;?#27979;量较少,从而得到较快的测量时间。 该效果对于频?#39318;?#25442;测量而言特别明显。利用该新架构(n测试点的概念)可以实时地执行这些测量。线性装置和频?#39318;?#25442;装置的?#24067;?#38656;求基本一致。
网络分析仪的原理可以应用于许多其它领域。除其它以外,这些领域包括雷达技术、灌装液位测量和湿度测量。经常使用天线在户外执行所列出的这些测量。可以在天线的前方或者在户外执行校准。通过减少所需的?#24067;?#27979;量精度与已知的解决方案相比有所提高。例如,目前的FMCW雷达具有一个测试点,并且不能如VNA那样进行校准。利用本发明,雷达也仅具有一个测试点。这种情况下,可以计算出从发送器向着一个测量点的串扰。FMCW雷达仅测量传输函数的实数部分,而配备有本发明的雷达装置可以测量复杂的传输函数,因而显示显著更高的测量精度。
在根据本发明的方法中,不再如现有技术中通常那样测量波a1,而是从参数字段134读取波a1。为此,首先利用控?#39057;?#20803;136确定至少一个参数,其中该至少一个参数对经由信号生成器110的波a1的生成产生影响。这些参数例如为在信号生成器110上进?#26800;?#25972;后的频率、以及可选地为诸如在信号生成器110上所设置的输出功率和/或环境温度T等的其它参数。然后,利用该参数或这些参数,从参数字段134读取诸如振幅和/或相位等的波a1的期望值。为此,针对参数的各值,将波a1的振幅和/或相位的值明确存储在参数字段134中。然后,使用波a1的振幅和/或相位的这些值来进行例如散射矩阵的散射参数S11的进一步计算。
仅需针对信号生成器创建一次参数字段134。为此,针对至少一个参数的不同值,通过测量来确定一次振幅和/或相位的值,并且将这些值存储在参数字段134中。
在诸如矢量PIM等的频?#39318;?#25442;测量的情况下,基于完全频?#39318;?#25442;来仅进行一次网络分析仪的校准。之后,为了测量线缆计算的目的,仅进行标准校准(诸如MSO等)。对于频?#39318;?#25442;测量,不再需要针对本地振荡器126的相位 误差的测量点。

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